 |
| 柴崎 HAGGYのおいしい醤油背脂ラーメン |
欲しいスピーカーがないので、なら作ってみようということになりました。
あらすじ↓
モニタースピーカーを自作への道 1
冷静に考えてみるとスピーカーを作るのはいいとして、問題はスピーカーがパッシブなので別途パワーアンプが必要だ。しかし、ここ数年アクティブ・スピーカーばかり使っていたのでパワーアンプやプリメインアンプは持っていない。以前はクラウンのD-45というプロ用アンプも持っていたけれど、結局出番がなくて売ってしまった。
モノがない以上、買うか不用品を誰かからもらうしかないが、実際に良いグレードのパワーアンプを買うとなると高い。民生用のちょっと古いプリメインアンプを入手するのもアリだが、余分なものが多く付きすぎているし、プロ用（PA用）となるとオーバーパワーな上に静音性に問題がある。とにかくシンプルで音の良いパワーアンプが欲しい。そんな中、スピーカーも作るんだから、アンプもスピーカーに最適なものを自分で作るべきでは…？と思い始めた。
Mark Audioのスピーカーユニットはフルレンジユニットだ。ならば、以前から試してみたかった電流帰還アンプが試せる。せっかくなので今回はモニター用の電流帰還パワーアンプを作ってみることにした。
という訳で、今回はちょっと電気的な話が多いです。
回路図は以下のようにした。
 |
| クリックで拡大 |
一番オーソドックスとされる電流帰還アンプの回路図そのまま。
I/V変換段のうしろに色々付いている回路もありますがこれが一番シンプルでしょう。
電流帰還アンプの設計方法や動作のしくみについては、定本 続・トランジスタ回路の設計という本が詳しいので、そちらを読んでもらうか適当にgoogleで検索してみてほしい。参考の回路図はほぼ載っている。
わかりやすく言えば、電流帰還アンプとはフィードバックを戻す部分のインピーダンスが低いアンプだ。 通常、一般的な電圧帰還アンプだとフィードバックをアンプのマイナス入力に戻すが、入力はハイインピーダンスで帰還は電圧モードだ。
電流帰還アンプは入力ではなく、バッファの後へ戻しているのがわかる 。帰還も電圧モードではなく電流モードになっており、そのインピーダンスはバッファの後なので非常に低い。その仕組み自体はダイヤモンド・バッファと通常の電圧増幅アンプを組み合わせたものだが、抵抗を介したI/V変換の動作をうまく利用したものとなっている。 効能としては、高域特性が一般的な電圧帰還アンプと比較して良好とされる。
その一方弱点もあり、容量性負荷に弱い。つまり2wayスピーカーのように負荷にネットワーク（コンデンサ）が入るスピーカーに使おうとすると大抵発振してしまう。直列ネットワークなら問題はないが、原則的にマルチアンプで用いない限りはフルレンジ専用のアンプとなる。フルレンジなら電流帰還アンプが試せる、と冒頭で書いたのはこういった理由からだ。
元々の設計では入力に2.2uFのフィルムコンデンサが付いていたが、せっかく（思いつきとも言う）なのでカップリングコンデンサは廃してDCアンプにした。つまりは今回製作するのは電流帰還DCアンプとなる。（※ダイヤモンドバッファはDCオフセットが出やすいので上下のDCバランスに気を使ってください）
使った半導体について。
バッファの小信号用のトランジスタ（Tr）は工作用に大量に持っている2SC1845/2SA922を採用した。このトランジスタは利得が高く音も良いが、耐圧が120Vと非常に高いので、設計が楽なのと後でアンプの電圧を変更したいときにも耐圧を気にしなくていいので便利だ。
ドライバ段は東芝のTTC004B/TTA004Bだ。これは現行でまだ生産されている比較的新しいドライバー用Trで、コンプリメンタリーも用意されている。昔は長くローコストドライバTrといえば同社の2SC3421だったが、その後継機種とも言える石だ。3421よりも性能が上がっている。音も良い気がする。あとhfeが高い。
出力段は同じく東芝の電力増幅Trである2SC5200/2SA1943のコンプリメンタリー・ペア。本当はメタルキャンTrの雄ことモトローラの2N3055/MJ2955を使いたかったが、今回使ったケースだとTO-3パッケージ側面に取り付けるのが難しかったため、ケースの底面に直付けできるTO-3Pパッケージに白羽の矢が立った。また秋月で1個200円ほどで買えたという経済的な事情で、別に音質的なチョイスではない。しかしこれも良い石である。
ちなみに電源電圧は+-25Vとした。実際は+-30Vくらいまであげようと考えているが、自宅スタジオの環境的に、出力は8Ω/15Wもあれば十分すぎるくらいなので、無理やりに電源電圧を上げる必要性は薄い。意外と知らない人も多いけれど、一般的な能率のSPならば10W級のアンプでも結構な音量出ます。電圧の確保はヘッドルームに余裕を持たすための保険と考えています。一応、現段階の構成でも8Ω/25Wくらいは出る計算だ。
そしてこの回路図を元にフリーの基板CAD、KiCADで基板デザインした。
elecrowにガーバー（加工データ）を送る訳ですが、10*10cm以内に収めると4.9ドルと格安になる。といっても今回は部品点数が少ないので簡単に収まった。入稿を済まし、基板の到着を待つことにした。
しかしこのときはまだ重大なミスをしていることには気づかなかった……。
製作編につづく
初めまして、電流帰還アンプと聞いて興味が沸いたので、拝見しました。
返信削除電流帰還と云うよりは、電圧帰還を前段の低インピーダンス部に帰還するので、
出力電圧の帰還が電流的なものによってなされると云うことですね。
高域の特性が良いと云うのは、この帰還法では無くて電圧増幅段のインピーダンスが低くて、ゲインも低いので、位相遅れ補償が低い周波数に及ばない為ですね。
一方、容量性負荷に弱い(発振)のは、逆に、位相遅れ補償を充分行っていない為の様です。
初段回路が、NFB外で、このエミッタフォロワ回路の歪はループNFB無しの特性に成りますね。
NFB補償の件で誤解されそうなので、追加します。
返信削除＞電圧増幅段のインピーダンスが低くて、ゲインも低いので、
位相遅れ補償が低い周波数に及ばない為ですね。
以下、追加です。
電圧増幅段のインピーダンスが低くて、トータルゲインも少ないので、
位相遅れ補償を少なく出来る為に、アンプの高域負荷が少なく出来て
10ｋHz以下の主要帯域のループゲインが下がらず、
高域特性であるスルーレート特性の改善に成っていると云う意味です。
こんにちは。電流帰還アンプ、とても興味深く拝見しました。
返信削除容量性負荷で発振しやすい件ですが、以下の２点のどちらか、が原因として考えられると思います。
①終段の位相補正不足
エミッタフォロアー自体にはNFBとは別の局部帰還（負帰還）がかかっています。パワートランジスタの出力に容量性負荷が加わると、出力段の出力抵抗と容量性負荷が極（ポール）を形成し、出力段の位相遅れがさらに進む結果、発振の危険性が高まります。出力と直列に１０ターン程度のエナメル線を巻いたコイルを入れ、コイルのQをダンプするため、１０Ω、３W程度の抵抗をコイルに並列に入れてみるとよいかと思います。この場合の発振はNFBと関係ない部分で起きているので要注意です。
②位相補正用コンデンサの容量及び帰還抵抗、R12、R9の値を検討する
電流帰還アンプであれ、電圧帰還アンプであれ、ゲインが１（０ｄB）となる周波数で位相が１８０°以上遅れてしまえば正帰還に転じ、発振することには変わりがありません。Q5のコレクタとアース間に22Pから100P程度の位相補正用コンデンサを追加し、高域の利得を落とすと良いかと思います。※ただしこのコンデンサによりスルーレートは低下します。
電流帰還形の設計がやっかいなのは次の２点です。
〇オープンゲインの大きさも回路の安定性に影響する
電流帰還形ではゲインの大小にかかわらず高域のカットオフ周波数はあまり変わりませんが、言い換えればオープンゲインを上げるとゲインが１になる周波数も上がってしまう、ということです。
〇オープンゲインを測定できない
電圧帰還形ではNFBをかけない状態でのゲイン、オープンゲインを測定することは可能ですが、電流帰還形の場合、帰還抵抗（R9およびR12）の大きさでオープンゲインも変わってしまいます（低い値の方がオープンゲインが上がる）。またR12は高域のカットオフ周波数にも影響を与えます。
いずれにせよ、これらは計算だけでは限界があり、LTSPICEなどのシミュレーターを使って予測を立て、測定器を使って測定してみる必要があります。
以上、だらだら書いてしまいました。参考にしていただければ幸いです。
昨日書き足りない部分があったので追記します。
返信削除回路の安定性については昨日書いた通りで、電流帰還形＝容量性負荷に弱い、発振しやすい、ということはありません。Accuphase,Maranzのパワーアンプは電流帰還形ですがもちろんフルレンジ限定ではありません。
電流帰還形の名前の由来について説明します。
初段のQ3､Q4はダイヤモンドバッファーの一部ですがコレクタが次段につなげられているため、エミッタ接地回路のように動作します。Q3,Q4のエミッタに帰還抵抗がつながっていますがこの帰還抵抗は等価的にQ3､Q4のエミッタ抵抗の一部となります。
エミッタ抵抗を通る交流信号の電流の変化分はこの抵抗値により電圧利得（ゲイン）に変換されますが、この利得分は結果としてQ3､Q4の電圧利得を減少させ、減じた分だけ歪などが減少、改善されます。
（エミッタ抵抗で発生した電圧利得はアースを通り、位相が反転した形で入力に戻される結果、このような現象が起こります。これも負帰還の一種です。）
エミッタ接地回路などでのこのような動作を「電流帰還」といいますが、電流帰還形の名称はここから来ています。
つまり、出力の一部を帰還抵抗を通してQ3､Q4のエミッタにつなげて信号を合流させ、エミッタ抵抗で発生する電流帰還という一種のフィードバックを活用して特性を改善させています。電圧帰還形とは仕組みが全く異なるわけですがなんともややこしいですね・・・
一般的にQ3,Q4はコレクタ抵抗が無い場合が多く、この場合これだけではゲインはありません。しかし次段のQ5,Q6のエミッタ接地回路がQ3､Q4のコレクタ電流の変化分を拾い、電圧利得に変換します。Q3､Q4およびQ5､Q6の「連携プレイ」によって電圧利得（オープンゲイン）を得ています。
※電流帰還形ではQ1～Q4をＶ－Ｉ（電圧ー電流）変換部、Q5､Q6をＩ－Ｖ（電流ー電圧）変換部と呼んでいます。
以上から察していただけたかもしれませんが、NFBのループに入っていないのは厳密にはQ1､Q2、ダイヤモンドバッファーの前段ということになります。
電流帰還形は参考文献がとても少なく、間違った解説もちらほら見られます。かくいう私も大分苦労しました。ぜひ参考にしていただければ幸いです。
電流帰還型は高速で、スルーレートが高い理由を追記しておきます。
返信削除スルーレートは初段の電流の大きさと次段の位相補正容量の比で決定されます。
SR＝I/C （※Iは初段の電流、Cは位相補正容量）
電圧帰還型の初段には差動増幅回路が用いられていますが、共通エミッタの電流は定電流回路で制限されます。２段目の位相補正は回路の安定性に関わるため、むやみに減らすことはできません。電圧帰還型ではスルーレートと安定性は二律背反の関係にあり、非常に高いスルーレートの実現は（安定性をある程度制限しない限り）不可能です。
電流帰還型の場合、ダイヤモンドバッファーの後段にゲインを持たせなければ、ミラー効果が発生しません。実質大きなゲインを稼ぐのは次段のI-V変換部ですが位相が低い周波数から遅れるのはこの部分のみ、なので位相補正は電圧帰還型と比べ減らせることが多いです。また、初段の部分はA級プッシュプルとなっており、特に電流の制限は受けません。（制限されるのは最大出力時に出力電圧がクリップする場合です）この２つの理由により、電流帰還型は電圧帰還型と比べ、高いスルーレートを実現できます。
電流帰還型オペアンプの中には、1,000V/μSなどのびっくりするほど高いスルーレートを持つものもありますが、パワーアンプの場合は大きな電流を流す出力段を持ち、容量性負荷などを考慮するとそこまで上げることはできません。
電流帰還型は高速で高いスルーレートを持ち、波形の応答も比較的素直です。
しかし欠点も少なくありません。
①同相信号除去比（CMRR）が低い。
②電源除去比（PSRR）が低い。
③DCドリフトが大きい。
④オープンゲインは（電圧帰還型に比べ）低いことが多く、歪率はそれほど良くない。
①～③は差動増幅回路を使えないことが大いに関係しています。
メーカーでは対策として、
①→パワーアンプの前に電圧帰還型オペアンプを使ったバッファーアンプを入れる。
②→電圧増幅段の電源を定電圧化する。
③→DCサーボ回路を入れる。
④→出力段の部分を低歪化する（相互コンダクタンスの大きいパワートランジスタを用いる、パラレル接続にして相互コンダクタンスを増やす・・など）
等を行っています。
以上、3日間にわたり勝手なコメントを書いてしまいました。昨日も書いたように、電流帰還型は参考文献が非常に少なく、自作される方々にはそのことが大きな障壁となっています。専門用語がちょっと多すぎたかもしれませんが、自作を楽しむ皆様の理解に少しでも役立つことができれば幸いです。